技术博客
-
SCT12A1 在输出硬短路下的负载断开保护功能介绍
在一个开关周期里,当开关闭合的时候,续流管Q2关断,输出电容Cout存的电荷与前级电感L和开关管Q1断开(此时Cout与电感L通过续流管Q2的寄生体二极管电气连接,由于该体二极管导通能力非常弱,故在介绍Boost型DCDC转换器时候简化为此时Q1与L断开),对后级电路放电。电感L, 开关管Q1与输出形成独立回路。电源对电感充电,电感L储能。开关断开,由于电感的电流方向不能突变,电流继续从电感近输入端一侧流向输出端侧,续流管导通,此时,电感和电源的极性一致,给电容充电。在开关型DCDC升压转换器停止工作的状态下,一旦存在输入电压,从输入端经电感L,再经续流管Q2体直至输出端,从在一个不可避免的电流通路。由于这个通路的存在,即便转换器在停止工作状态下,输出端依旧有电压存在,既输入电压。也就是常说的负载未完全断开。在使用升压型DCDC转换器的电子器件中,负载的未完全断开,会增加整个系统关机状态下的功耗。对于现在越来越多的电池供电的移动设备,关机状态下的功耗会一次充电下电池的续航时间,也就是终端消费者口中的“电池漏电”现象。同时,由于输出端在关机状态下始终有电压存在,一旦发生输出端短路,输入端与地之间形成直接通路,瞬间产生巨大电流,但又不能通过关机的方式来保护整个系统,进而带来损坏转换器有源器件和整个负载系统的风险。 针对Boost存在不可控电流路径的问题,SCT12A1提供了如下解决方案,在转换器输出和负载端插入P沟道型MOSFET来断开负载并提供输出端短路保护。P型MOSFET的源极连接到SCT12A1的VOUT引脚。在VOUT引脚和P型MOSFET的源极需要接输出电容,以维持控制回路的稳定性。 例如,VOUT=12V, ISHORT=15A,tSHORT=60us,这样这样短路过程产生的热QFET为5.4mJ。 选择外置P-FET选择外置P-FET时候,需要流出足够的裕度,以保证P-FET在短路事件中不会被毁坏。接着上面假设的应用条件,在12V-VOUT/1A-IOUT的条件下,P-FET的选择应该需要满足这样的要求: V_DS≥12 V SOA>3.6 mJ 外部FET选择示例 FDMC612PZ -20VDS,-14A Id, 10nC Qg Fairchild CSD25404Q3 -20VDS, -18A Id, 10.9nC Qg Texas Instruments 图 3. Fairchild FDMC612PZ SOA 图 4. TI CSD25404Q3 SCT12A1硬短路保护应用波形 图 5. 0A负载下输出硬短路(PFM) VIN=3.6V, VOUT=9V, Ta=27ºC 图6. 3A负载下输出硬短路(PFM) VIN=3.6V, VOUT=9V, Ta=27ºC SCT12A1产品介绍 SCT12A0产品介绍
2021-12-29了解详情 -
无线充电功率发射端电源解决方案
详情请参考:SCT9339STER 详情请参考:SCT63240FIAR 详情请参考:SCT63140FMAR
2021-12-29了解详情 -
SCT2A10多串锂电池管理系统(BMS)应用设计
BMS BMS一般由信号链路和电源两部分组成。信号链路部分由模拟前端AFE、NTC电阻、电流采样器完成对电池的采样监测;主控MCU负责依据电池采样监测信息进行系统控制,通讯接口通常为CAN接口负责与后端上位机通讯。电源部分包括降压DCDC转换器和功率开关管。降压DCDC负责从多串电池取输入电压转换成BMS系统内部供电电压。功率开关管主要职责在于依据MCU发出指令,将电池电芯与负载进行导通或者隔绝。 图1, 多串锂电池管理系统 (BMS) 2 SCT2A10在多串锂电池管理系统(BMS)中的应用设计 芯洲科技高输入电压范围,同步降压转换器SCT2A10为多串锂电池管理系统提供完整、高性能和高可靠性方案。SCT2A10输入电压范围为4.5V至85V、输出电压可调,输出电流为0.6A的同步降压DCDC转换器。芯片内部集成了功率MOSFET管,导通电阻分别为上管800mΩ,下管500mΩ。采用COT谷值电流控制模式,内部集成回路补偿并减少外围器件数量,为用户简化了设计并降低了整机成本。SCT2A10的封装为ESOP-8,提供良好的散热。该芯片具备输出电压过压保护,开关谷值电流限制和过热保护,为实际应用中的安全性提供多重保障。 图2, SCT2A10 BMS电源设计架构 下面以常见的12串锂电池管理系统(BMS)为例,详细解释SCT2A10设计具体步骤。图3是SCT2A10典型应用原理图。 图3,12V输出原理图 设计目标参数 1) 输出电压设置 SCT2A10通过配置分压反馈电阻桥来设置输出电压,输出电压与分压反馈电阻桥的配置关系 1) 针对12V输出电压: (2) R5 R6只需要满足公式(2)的比例关系既可以完成输出12V的设置。但是由于该分压电阻桥与12V输出直接相连,支路通过电流为: +(3) 因此,分压电阻桥等效阻值过小,会导致支路通过电流偏大,影响整体转换效率;等效阻值过大,支路通过电流过小易遭受干扰,导致整体电路工作不稳定。推荐610K~30K20K R=20KΩ,6Ω FB2KR,与5C100p6R=280KR=2KC=100p 2) 频率设置 R=(4 针对500KHz fsw, R5=500KΩ,选取E-96常见电阻表中常见阻值:R5=499KΩ 3) 电感选择 在做电感选择的时候需要考虑很多因素,包括电感量,饱和电流,均方根电流,直流寄生电阻等,这些因素通常互相制约。例如,较大的电感量带来较小的电感电流纹波,提供较小的输出电压纹波,但是较大的电感量通常电感体积大、饱和电流小 和直流寄生电阻大为代价。所以经验上电感的选择从确定电感电流纹波(ILPP)为切入点,ILPP通常选输出最大电流的20~50%的经验值。 电感量L选择: L_MIN=V_OUT/(f_SW*LIR*I_(OUT(max)) )*(1-V_OUT/V_(IN(max)) ) (6) 因此: VOUT=12V,VIN(MAX)=72V, LIR=40%,IOUT_MAX==600mA, fsw=500kHz 根据公式(6):MIN 在电感额定电流和电感饱和电流,尤其是电感饱和电流选择时,一定要选择饱和电流大于电路输出峰值电流(ILPEAK),同时也要大于输出均方根电流(ILRMS)。 I_LPEAK=I_(OUT_MAX)I_LPP/2 〖〗〖〖〗〗 C_OUT=(V_OUT*(V_IN-V_OUT))/(8*〖 5) 输入电容选择 CIN=4.16uF,取接近值: C1=2x2.2uF,推荐WE 885012209071,电容量2.2uF, 额定电压100V。 自举电容C4位于SW管脚和BST管脚直接,用于产生上功率管驱动电压。 C4=0.1uF, X7R陶瓷电容。 R_1=(V_Start(V_ENF/V_ENR)-V_Stop)/(I_1 (1-V_ENF/V_ENR)+I_2 ) R_2=(R_1×V_ENF)/(V_Stop-V_ENF+R_1 (I_1+I_2 ) ) (12) 其中: • VStart为系统启动电压36V,即VIN=Vstart,电路启动 • VStop为系统启动电压30V,即VIN=Vstop,电路关断 • I1=1uA • I2=3uA • VENR=1.21V • VENF=1.05V R1=395.778KΩ,R2=14.354 KΩ。根据E-96电阻表,选择相近电阻值:R1=392KΩ,R2=14.3 KΩ 如果没有调节启动和关断电压阈值要求,可以R1=100KΩ, R2 悬空。 完整设计原理图如下图4: 图 4 12V输出,完整设计原理图 1) 功率地布线非常关键。黄金规则是最小阻抗布线和功率均匀散开布线。尽可能在表层保留最够大的GND铺铜,散热焊盘处开窗且留有足够多的对底层过孔(推荐不少于6个过孔,孔内径推荐8mil),底层地铺铜尽量不要有割线。 3) 输出电压铺铜与地铺铜留足够空间,推荐20mil以上间隙,防止高压爬电现象。 5) 反馈电阻桥R4,R5,R6,C8放置位置离FB管脚尽可能近,且应当连接到模拟小信号地上,该模拟小信号地为独立地区域,单点与GND脚相连。 7) C4建议在顶层走线,离SW和BST管脚尽可能近,推荐线宽10mil。 4 测试结果 测试条件:Vin=48V, Vout=12V 图 6 详情请参考:SCT2A10STER
2021-12-29了解详情 -
SCT12A0,SCT12A1针对蓝牙音箱应用的负载断开设计
1 蓝牙音箱应用的特殊要求 随着物联网时代的到来,无线连接的可移动娱乐设备越来越为大众喜爱甚至追捧。作为该趋势的分支市场,蓝牙音箱市场迅速发展。同时,消费者的认知程度与产品要求不断提高。 需求限制了蓝牙音箱的整机重量。而蓝牙音箱的整机重量里,电池占最大权重,电池大小与其容量直接相关。因此,对整机重量的限制实际是限制了内置电池的容量。第二个要求中,无论是高保真的音效还是较长的播放时间,都是高功耗的电气需求,需要相对大的电池容量作为支撑。两个市场需求在产品设计中相互矛盾并制约。
2021-12-29了解详情 -
升压型DCDC转换器(BOOST)降低辐射EMI的方法
1 升压型DCDC转换器(BOOST)辐射EMI分析 图1是典型的同步BOOST电路,由输入电容Cin,电感L,有源开关器件Q1, Q2以及输出电容Cout组成。同时形成4个回路,其中回路2, 3(红色)为开关电流断续回路,高di/dt, dv/dt。因此, SW节点震铃明显。图中回路1 (蓝色)为电流连续回路,电感电流连续,高频噪声主要来源于SW节点开关高频噪声的传导。回路4(蓝色)为电流连续回路。但是,由于Q2电流断续,Cout的容值大小以及位置决定了回路4中Vout节点高频噪声幅值。 图 1 BOOST 开关回路分析 以芯洲科技BOOST SCT12A0 EVM为例,图 2为SW节点典型的开关波形(输出仅放置Bulk电容)。SW开关节点振铃幅值高达10V, 震荡频率为200MHz左右。 图 2 SW 开关节点波形 图3是对应于图2的实际辐射EMI测试结果,采用3m方法,蓝色为垂直方向,红色为水平方向。测试结果显示噪声在频域上的峰值在200MHz附近,与时域测试结果图2吻合。因此抑制辐射EMI峰值意味着需要大幅度降低SW节点的振铃幅值,以及振铃周期数。 图 3 辐射EMI测量幅值(CE测试标准) 2 BOOST输出电容选择 如图1所示,BOOST的Cout选择有几个关键因素,1)输出纹波幅值, 2)系统稳定性需求,3)SW节点的振铃幅值, 4)输出电容耐压等级(陶瓷电容容值随耐压增加而衰减)。其中 1),3),以及4)与SW节点振铃幅值,辐射EMI息息相关。 图 4 SCT12A0 原理图 图1中输出回路3(包含Q2, Cout)是断续回路,必须连接一个100nF~1uF去耦电容,该去耦电容对于降低SW振铃幅值有着关键作用。以SCT12A0为例,图4为典型SCT12A0应用,C6为去耦输出电容,C7为输出大容量Bulk电容。 为了获得低的输出纹波,建议选择低ESR陶瓷电容, 通常3~4颗 22uF的X5R电容可以满足大多数应用。更大的容值有利于输出电压动态响应。鉴于陶瓷电容随着电压增加,容值减小的特性,建议选择电容耐压时考虑留有足够的裕量。例如输出电压12V,建议至少选择20V或者25V耐压电容以维持足够有效的电容值。 根据输出纹波幅值要求,可以利用公式 (1) 和(2)计算最小需求电容值 COUT。 (V〗 (1) (2) 这里: · Vripple_C 输出纹波幅值 · Vripple_ESR 输出电容ESR导致纹波 · VIN_MIN最低输入电压 · VOUT 输出电压 · IOUT 输出电流 · ILpeak 电感电流峰值. · ƒSW 开关频率 · ESR 输出电容ESR值. 3 Boot版图注意事项 正确的PCB版图是降低辐射EMI的必要条件,以SCT12A0为例,下文详述几点版图注意事项。 图 5 SCT12A0 版图 1) 由于输出回路是开关回路,高di/dt, dv/dt。减小回路面积至关重要,输出回路去耦电容C6必须放置在离VOUT, GND管脚最近的位置,从而降低SW振铃幅值,如下图5红色箭头所示。利用NC 管脚作为输出功率地,从而更近一步降低输出回路面积,VOUT, NC管脚铺铜尽量宽; 2) 由于SW的高频振铃同样会耦合至输入端,输入bulk电容需要尽量放置离电感,GND近的位置以减小输入回路面积。输入端去耦电容同样需要离VIN端越近越好; 3) 下层大面积铺地,降低地回路阻抗。采用8mil的过孔连接上下大地,降低热阻; 4) 从系统稳定性考虑, AGND与PGND单端相连,通过散热焊盘底部相连,(散热焊盘同时也是功率地)。当VOUT添加上C6去耦电容,并严格按照版图注意事项布板,测试波形如下图6所示。SW振铃幅值降低到6V,同时震荡明显周期变少。 图 6 添加去耦电容C6, 测试波形 4 SW开关节点噪声吸收电路选择 在SW开关节点添加对地的RC高频噪声吸收电路如图7所示,可以直接降低SW节点振铃幅值,该吸收电路通过降低dv/dt来降低SW节点振铃幅值,因此该电路会牺牲BOOST效率,在1%以内。 图 7 SCT12A0采用SW节点振铃吸收电路 以SCT12A0系统为例,SW高频噪声在200MHz附近,因此选择Rs=2Ohm, Cs=2nF。图7为SW节点加上该吸收电路,测试结果为图8所示。相比于图2所示,SW幅值大幅降低(蓝色=SW, 绿色=VIN AC)。 图 8 添加SW振铃吸收电路,测试波形 图9为添加SW节点RC吸收电路后辐射EMI测试结果。相较于图3,EMI峰值下降了20dB.该测试结果是基于SCT12A0 EVM测试,无系统级EMI过滤器。 5 磁珠的选择 在系统级应用中,如果需要进一步降低辐射EMI,贴片式磁珠是最简单的选择。关于磁珠的选择,有下列几个注意事项。 1) 磁珠的频率需要覆盖高频噪声频段,根据图3,该磁珠需要在100MHz~300MHz频段表现为高阻抗值。 2) 磁珠的饱和电流需要30%高于实际工作的峰值电流 3) 磁珠的等效阻抗越低越好,有利于减少磁珠带来的功耗。 图 9 辐射EMI测试结果(带RC吸收电路) 6 引用 1) SCT12A0 产品规格书 2) SCT12A0 EVM 使用手册
2021-12-29了解详情 -
SCT12A1输出短路保护设计
1 升压转换器不可避免的直流通路及其在应用中影响 Figure 1Q1Q2LCoutQ1Q2CoutLQ1LQ1LQ1Q2 图 1. BOOST基本结构 BOOSTLQ2 2 SCT12A1的输出短路保护原理芯洲科技发明专利 Figure 2SCT12A1Q2Q2Q2SSPMOSFETVOUTQ2SCT12A1VINVOUT1VSCT12A1Q3 . 负载断开控制以及输出短路保护原理图 SCT12A1Q2SSSS1.2VQ3 SCT12A1SCT12A1SS当负载电容时并带载启动的极端应用情况下,在启动时可能会触发过流保护,需要适当加大容值来正常启动系统。 3 外围电路设计 3.1 SS管脚电容选择,设置打嗝时间 t_SS=(C_SS*V_REF)/I_SS (1其中: SS 1.2V · CSS:引脚的对地电容 · ISS:内部对引脚充电电流 . 输出短路保护,打嗝工作模式时序 PMOSFET MOSFETBOOST, VOUT_LOADVOUT . 短路时P型FET两端电气特性 输出短路保护时,输出端在导通时候可以直接等效VDS=。外置的安全工作区()需要谨慎遵守。短路保护过程中,产生的热可以参照:Q=1×V×I×t (2) DSDS_DCSOA>5.4 mJ
2021-12-29了解详情